基于IQ解调器，具有中频和基带可变增益以及可编程基带滤波功能的中频至基带接收机
发布时间：2014-12-17 09:35
发布者：designapp
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连接/参考器件 ADRF6510 30MHz双通道可编程滤波器和可变增益放大器 ADRF6801 750MHz至1150MHz正交解调器，集成小数N分频PLL和VCO AD9248 14位、65MSPS双通道ADC 评估和设计支持 电路评估板 ADRF6510评估板(ADRF6510-EVALZ) ADRF6801评估板(ADRF6801-EVALZ) AD9248评估板(AD9248BCP-65EBZ) AD8130评估板(AD8130-EBZ)，需要两个 数据采集板(HSC-ADC-EVALB-DCZ) 设计和集成文件 原理图、布局文件、物料清单 电路功能与优势 本电路是灵活的频率捷变直接变频中频至基带接收机，其5dB固定转换增益可降低级联噪声系数。可变基带增益用来调节信号电平。基带ADC驱动器还包括可编程低通滤波器，可消除通道外阻塞和噪声。 此滤波器的带宽可随着输入信号带宽变化而动态地调节。这样可以确保由本电路驱动的ADC的可用动态范围得到充分使用。 本电路的核心部分是一个集成式IQ解调器，由小数N分频PLL和VCO组成。由于仅有一个（可变）参考频率，PLL/VCO可提供范围为750MHz至1150MHz的本振(LO)信号。精确的正交平衡和低输出直流失调确保了对误差矢量幅度(EVM)的影响极小。 本电路内所有元件间的接口均采用全差分式。如果不同级间需要直流耦合，相邻级的偏置电平彼此兼容。  图1.直接变频接收机原理示意图（未显示所有连接和去耦） 电路描述 接收机架构 本电路笔记中描述了接收机的直接变频（也称为零差或零中频）架构。与可以执行多次频率转换的超外差式接收机相比，直接变频无线电只能执行一次频率转换。一次频率转换的优势如下： ● 降低接收机复杂性，减少所需级数；提高性能和降低功耗 ● 避免镜像抑制问题和不需要的混频产物；只需要基带上的一个LPF ● 高灵敏度（相邻通道抑制比[ACRR]） 图1显示了该系统的基本原理示意图，包括由小数N分频PLL和VCO组成的集成式正交解调器，后接具有可变基带增益的可编程低通滤波器。信号链的最后一部分是一个抗混叠滤波器和一个双通道ADC。 理想情况下，第一级的输入和最后级的输出应设置系统的动态范围（信噪比）。实际上，情况可能并非如此。 IQ解调器、小数N分频PLL和VCO 输入信号施加至ADRF6801正交解调器，该解调器将频率转换为零中频。ADRF6801片内集成频率合成器，提供所需的LO信号。该频率合成器由小数N分频PLL和VCO组成，在标准闭环模式下可提供750MHz至1150MHz的LO频率范围。 ADRF6801使用两个双平衡混频器，一个用于I通道，一个用于Q通道。提供给混频器的LO使用2分频正交分相器生成。这为I和Q通道分别提供了0°和90°信号。ADRF6801在RF输入至基带I和Q输出之间提供约5dB的转换增益。 低通滤波器、基带可变增益放大器(VGA)和ADC驱动器 低通滤波器、基带增益和ADC驱动功能全部使用ADRF6510来实现。施加于ADRF6510的信号现在具有独立的I和Q路径，信号首先通过前置放大器放大，然后进行低通滤波，以抑制任何不需要的带外信号和/或噪声，最后通过VGA放大。 ADRF6510的每个通道可分为三个级： ● 前置放大器 ● 可编程低通滤波器 ● VGA和输出驱动器 通过GNSW引脚，前置放大器具有6dB或12dB的用户可选增益。低通滤波器可通过SPI端口设置为1MHz至30MHz的转折频率，步进为1MHz。VGA具有50dB增益范围，增益斜率为30mV/dB。VGA增益通过GAIN引脚控制，GNSW引脚被拉低时范围可为-5dB至+45dB，GNSW引脚被拉高时范围可为+1dB至+51dB。输出驱动器能够将1.5Vp-p差分电压驱动至1kΩ负载内，同时保持高于60dBc的HD2和HD3。 可施加于低通滤波器同时仍在ADRF6510内保持可接受的HD电平的最大连续波(CW)信号为2Vp-p，此时增益最小（GNSW=0V，GAIN=0V）。 ADRF6510发出的IQ信号可施加于模数转换器(ADC)，例如AD9248，但必须首先在两级之间部署无源低通滤波。 抗混叠滤波器 通过抗混叠滤波器的I和Q信号有助于： ● 减少带外噪声 ● 减少ADRF6510的输出噪声（特别是在较高的增益下） ● 减少来自ADC的电荷反冲 ● 有助于减少带外阻塞（虽然它们应当由ADRF6510的滤波功能加以消减） 抗混叠滤波器是一个低通滤波器，设计为具有约30MHz至120MHz的转折频率范围。如果已知信号的频谱成分低于30MHz，那么可以选择较低的转折频率。 总共在系统中测试了5个抗混叠滤波器。前3个测试的抗混叠滤波器为差分RC型，如图2所示。滤波器1的R=33Ω，C=18pF。这使得低通转折频率为大约134MHz。  图2.抗混叠滤波器（滤波器1、2和3） 滤波器2的R=33Ω，C=39pF，因此低通转折频率为62MHz。最后，滤波器3的R=33Ω，C=68pF，因此转折频率为35.5MHz。图3中的滤波器4是一款LC滤波器，转折频率为33MHz；图4中的滤波器5是一款RLC滤波器，转折频率也是33MHz。  图3.抗混叠滤波器4  图4.抗混叠滤波器5 ADC 来自抗混叠滤波器的信号施加于ADC。AD9248是一款双通道、14位、65MSPS 3V ADC，集成高性能采样-保持放大器和基准电压源。 测量结果：ADRF6510和ADRF6510/ADRF6801组合的EVM 4QAM、5MSPS调制信号施加于ADRF6801正交解调器的输入端，并测量误差矢量幅度(EVM)。使用两块AD8130-EBZ评估板将ADRF6801和ADRF6510的差分输出信号转换为单端信号。有关测试设置的更多信息，请参见“电路评估和测试”部分。 EVM衡量数字发射机或接收机的性能质量，反映幅度和相位误差所导致的实际星座点与理想位置的偏差，如图5所示。  图5.EVM图 图6显示EVM与ADRF6801输入功率的关系，仅使用ADRF6801和ADRF6801，后接ADRF6510。对于ADRF6801和ADRF6510曲线，扫描为保持1.5Vp-p输出电压作为ADRF6801输入功率所需的ADRF6510增益变化。施加于ADRF6510的前置放大器增益设为6dB。  图6.EVM与ADRF6801和ADRF6801/ADRF6510组合输入功率的关系 单独测试ADRF6801时，需注意，对于高输入信号电平，EVM在达到大约+5dBm输入功率之前都不会下降。但当ADRF6801驱动ADRF6510时，EVM将在约0dBm输入功率时开始下降。这是因为当前置放大器增益设为6dB且模拟增益为最小值时，ADRF6510上的低通滤波器只能处理2Vp-p，即ADRF6510输入引脚为1Vp-p。超出此信号电平会导致失真，使EVM下降。 对于低输入信号电平而言，SNR变得更低，并且EVM的测量结果开始下降。单独测试ADRF6801时，EVM将在大约-25dBm时开始下降。但是，当ADRF6801驱动ADRF6510时，EVM直到-40dBm才开始下降。在较低的信号水平下测量两个器件时，EVM会有所下降，这主要是由ADRF6510产生的噪声导致的。但是，浴盆图的噪底更为平坦且一致，并且由于基带可变增益，分辨较小信号的能力比ADRF6801驱动ADRF6510时要强很多。 有关ADRF6510和ADRF6801更详细的EVM测量可参考各自的数据手册。 测量结果：包含ADC的完整信号链 图7至图16中的信号链包括ADRF6801、ADRF6510和AD9248。全部三个器件相互之间均为直流耦合。ADRF6801和ADRF6510之间的共模电压为2.6V。ADRF6510和AD9248之间的共模电压为2.0V。ADC满量程电压为2V。对ADRF6801的输入功率进行扫描，同时改变ADRF6510的增益，以便将ADC输入设为-3dBFS的适当信号电平。使用ADC和Visual Analog软件测量SNR、SFDR、THD、HD2和HD3。使用Agilent 8665B低相位噪声信号发生器，将采样速率设为65MSPS。使用两种不同的ADRF6510滤波器带宽：5MHz和30MHz。此外，将ADRF6510的前置放大器增益从6dB改为12dB。输入ADRF6801的RF信号为895MHz，LO信号设为900MHz，从而产生5MHz中频信号音。使用100MHz作为参考。对参考信号进行4分频，产生25MHz PFD频率。采用型号为119-3651-00的Wenzel晶振产生100MHz信号。 本电路笔记收集的数据显示AD9248 ADC的SNR(71.6dB)和SFDR(80.5dBc)性能超过了ADRF6801和ADRF6510组合的性能。系统的总SNR和SFDR主要受限于ADRF6510的输出噪声，增益为20dB时其额定值为-130dBV/√Hz，滤波器带宽为30MHz，在中间频带测量。（有关ADRF6510噪声与增益和带宽设置的更多信息，请参考ADRF6510数据手册）。 ADRF6510滤波器在高输入功率水平时表现出压缩特性（本例中为低增益），增加了谐波失真。基本上，在低输入功率水平下，ADC测量ADRF6510的输出噪底，并且HD2和HD3信号音低于此噪底。由于在较低的输入功率下具有较高的增益，ADRF6510的输出噪底有所增加。 图7和图8显示整个信号链（包括ADC）的SNR。在低功率水平下，SNR几乎逐dB下降。ADRF6510的增益为最大值，并且无法继续在较低的输入功率水平下提供-3dBFS。信号幅度下降，而噪声相对保持恒定；因此，SNR下降。当信号和增益足以达到-3dBFS时，SNR达到恒定水平。使用抗混叠滤波器3可获得最佳SNR，虽然分散在所有滤波器之间的只有大约1dB，但抗混叠滤波器1除外，相比其余滤波器，该滤波器使SNR变差。 当ADRF6510滤波器设为30MHz时，在最高的输入功率下SNR大幅下降，如图8所示。这是因为ADRF6510滤波器的压缩导致HD2和HD3突然下降，而整个噪底急剧增加。  图7.5个抗混叠滤波器的系统SNR（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=低电平，前端增益=6dB）  图8.5个抗混叠滤波器的系统SNR（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=高电平，前端增益=12dB） 图9和图10显示使用不同抗混叠滤波器时，整个系统的SFDR。滤波器4和滤波器5表现很差，在大部分输入功率范围内的SFDR为40dB。这是因为HD3信号音限制了SFDR。对于其他抗混叠滤波器，在大部分范围内SFDR都超过了60dB。由于主信号音并非-3dBFS，输入功率较低时SFDR略微下降。 在较高的输入功率水平下，SFDR受限于ADRF6510滤波器压缩产生的谐波。  图9.5个抗混叠滤波器的系统SFDR（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=低电平，前端增益=6dB）  图10.5个抗混叠滤波器的系统SFDR（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=高电平，前端增益=12dB） 图11、图12、图13和图14显示系统的HD2和HD3。抗混叠滤波器4和5再次表现出了较差的性能，HD2性能约为-55dBc，而HD3仅为-40dBc。滤波器1、2和3的表现要好得多，HD2和HD3优于-70dBc。 在输入功率范围内的低端，HD2和HD3分量比噪底还小，实际记录下来的是噪声。ADRF6510的增益降至足够低以后，输出噪声下降，显示出HD信号音，从而可进行适当测量。 在输入功率范围内的高端，HD2和HD3大幅下降。这是ADRF6510滤波器的压缩导致的。  图11.5个抗混叠滤波器的系统HD2（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=低电平，前端增益=6dB）  图12.5个抗混叠滤波器的系统HD2（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=高电平，前端增益=12dB）  图13.5个抗混叠滤波器的系统HD3（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=低电平，前端增益=6dB）  图14.5个抗混叠滤波器的系统HD3（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=高电平，前端增益=12dB） 功能框图 图17显示了用于测试接收链的测试设置功能框图。注意，信号路径从ADRF6801的输出端至AD9248的输入端，是完全差分的。 设置与测试 接收机测试设置的第一步是开启所有测试设备。测试设备预热时，电路板必须正确配置以便在信号链内正常使用。 在ADRF6801板上，旁路输出巴伦，以便在ADRF6801和ADRF6510之间获得完全差分的直流耦合信号路径。 在ADRF6510板上，执行下列操作： ● 旁路输入和输出巴伦 ● 用1μF电容取代普通COFS电容 在AD9248板上，移除巴伦，并将半刚性电缆按照巴伦尺寸进行焊接。这样可在ADRF6510和AD9248之间提供差分直流耦合连接。标准AD9248评估板提供单端交流耦合连接（通过巴伦）或单端直流耦合连接（通过板载AD8138放大器）。用户可使用单端设置，同时依然执行前文所述之全部测量（共模测量除外）。满量程电压设为2V。在AD9248评估板上构建抗混叠滤波器。有多个表贴器件焊盘可用来构建抗混叠滤波器。 收集评估板，并将所有信号路径连在一起，如图17所示。将所有电路板连接至+5V，然后插入AD9248板和数据采集板，并连接提供的电源。请确保电源电流与期望值一致。 如图17所示完成下列连接： 将矢量信号发生器的单端、50Ω输出连接到ADRF6801评估板的RFIN。 将USB电缆从PC连接到示波器。 将ADRF6801的REFIN端口连接到低相位噪声源；此时Wenzel振荡器频率为100MHz。 在Agilent E4438C矢量信号发生器上，执行下列操作： 将RF载波频率设置为895MHz。 将幅度设置为-30dBm。 接通RF端口。 在PC上启动Visual Analog软件。在软件中执行下列操作： 查找AD9248，打开FFT平均画布。 设置均值为20，然后设置“移动平均”。 运行软件，开始采集ADC数据。 从-50dBm扫描至+4dBm，以便在此测试设置下测试接收机。ADRF6510上的增益始终设置为实现-3dBFS的ADC输入端信号电平，即1.0Vp-p差分信号。某些情况下，对于极小的信号电平，ADRF6510无足够的增益来达到1.0Vp-p差分电平。 将ADRF6801或ADRF6510的I和Q差分输出信号与执行差分至单端信号转换的两块AD8130评估板(AD8130-EBZ)输入端相连，即可测量EVM。然后，将单端I和Q信号连接至Agilent DSO90604A示波器，并将示波器连接到运行Agilent 89600 VSA软件的Windows PC。  图17.测试直接变频接收机的功能框图 修订历史 2013年11月—修订版0：初始版 |
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