系统电源中保持开关稳定的临界模式控制器的设计

2009年04月30日 11:04    李宽
关键词: 电源 , 开关 , 控制器 , 临界 , 模式

前言

  目前,系统中的具有两种不同的工作模式,当电源处于导通状态的时候,可以用不同的模式来描述环绕在电源扼流圈中的电流[1]。本文以FLYBACK拓扑结构为例,按照其工 作原理,可能工作在两种不同的模式,但这两种模式具有相同的功率容量,则对应这两种不同的导通模式,在直流和交流情况下会有非常大的差别,而且组成电源的 元器件会受不同程度的影响[2]。根据众多实验结果的分析,可以看出众多的离线式电源系统,为了提高系统的可靠性,降低对元器件等级的要求,一般都工作在 非连续区域。

  本文将首先介绍临界模式控制原理,在分析两种模式工作特点的基础上,提出临界模式控制的概念,并通过不同模式零、极点的分析,得出针对FLYBACK结构调整临界模式的方案,提出整体电路系统设计,并给出模拟仿真结果。

临界模式控制原理

  图1(a)和(b)示出几个周期内转换器线圈中流过电流的波形示意图,从图中可以看出,当处于导通状态的时候,在电感中建立起来磁场,电流快速 上升;而当关断后,电感磁场快速下降,根据洛仑兹定律,在电感中建立起反向电动势,在这种情况下,电流为了保持其电流连续性,必须找到其相应通路,并且电 流开始减小,例如,在拓扑结构为FLYBACK的情况下,可以通过输出网络维持其电流,而在BUCK拓扑结构下,则通过续流二极管维持其电流[3]。

  如果在电流下降的周期内,在电流减至零之前,电路再次导通的话,如图1(a)所示,称为“连续导通模式”(CCM)。而如果当关断时期内,由于 线圈储能比较有限,导致再次开通之前电流已经降为零,如图1(b)所示,出现了一段“死区时间”,则对应的工作状态称为“非连续导通模式”(DCM)。死 区时间有长有短,而如果将电路设置成这样的工作状态,就是当在关断期间,电流一降到零,系统立即开启,则对应的死区时间为零,对应的这种工作状态称为“临 界导通模式”。

图1 开关过程电流示意图

(a)连续导通模式(CCM)电流波形示意图
(b)非连续导通模式(DCM)电流波形示意图

  目前总共有三种方法使电路进入临界状态:

  ·确定出临界状态对应的电感值LC,但是当电感值LC确定后,在不同负载情况下,系统却可能进入CCM模式,也可能进入DCM模式;
  ·已知的某一个给定电感L情况下,通过确定负载的大小,使电路进入不同的模式;
  ·将上述的电感和电阻等关键元器件的值都固定下来,通过开关频率的调整,使电路进入临界模式。

的设计

  图2所示FLYBACK拓扑结构的转换器,通过对它的计算分析来进行进一步的解释。

  为了简化分析,先进行如下假设[3]:

  假设1:每周期内电感平均电压降为0;

  假设2:根据图1(b)所示,当L=LC的时候,IL(平均)=1/2IP

  假设3:电源功率具有100%的转换效率,即Pin=Pout

  采用上面假设1,可以确定出在CCM模式下的直流电压转换率,根据图2(b)可以得到下列关系式:

 

 


图2 确定临界状态电路示意图


(a) FLYBACK拓扑结构电路示意图
(b) 次级线圈对应电压波形示意图

  根据图1(b)可以看出,对应于临界模式,意味着在导通状态中,对线圈中存储的能量会在下个周期开始的时候正好降为零,根据此判断,可得[4]:

  

  根据假设2,对上式积分可得:


  ,
  
  通过联立上述方程,可确定出对应临界状态的关键元器件的大小:
  

 


表1 FLYBACK拓扑不同模式对应极点、零点及电压增益

  以上确定了FLYBACK拓扑结构转换器临界模式对应的关键参数值,也可以确定出,在保证电源稳定和可靠的前提下,DCM模式和CCM模式对应的极点和零点也能够确定出来。表1给出了不同操作模式下极点和零点的位置及对应的FLYBACK电压增益。

  表1中FSW为开关频率,VSAW对应PWM控制信号锯齿波的幅度,LP为初级线圈电感。

  根据表1,采用功率分析软件POWER 4-5-6进行模拟[5],对于100kHz频率、电压模式PWM控制器进行模拟分析,所得结果如图3所示,其中图3(a)所示为DCM模式下的高频极点,图3(b)所示为CCM模式下的高频极点模拟结果。

  从图3可以看出,DCM模式下,需要双极点单零点的补偿网络,而CCM模式则需要双极点双零点的补偿网络,当在DCM模式下的极点和零点固定的情况下,CCM的二级极点将会对应于控制信号的占空比而发生变化。

控制器的SPICE模拟

  在用SPICE模拟器进行模拟的时候,这种电源系统对应有两个SPICE模型[5],一个是平均模型,另一个是开关模型。平均模型使用的是SSA技 术,其中没有开关元器件的考虑,所以模拟起来速度快,可以进行交流和瞬态分析。而开关模型中,则更多考虑所用的PWM控制器和其中的开关管MOSFET的 特性,能够针对小信号或大信号瞬态扫描进行分析。两种模型各有特点,平均模型仿真速度快,但对电路漏电流和寄生效应等的模拟则无法进行;而开关模型则运行 时间较长,但考虑了其中的寄生参数,能够保证对研究的电路进行深入的分析[6]。

图3 对应图2电路的模拟结果

(a) CCM模式下的模拟结果;
(b)DCM模式下的模拟结果

  本文中,所对应开关模型的网表如下所示:

表2


  该网表所对应电路如图4所示。


图4 开关模型分析的网表所对应的电路示意图


图5 所设计的带有示意图

  在进行AC模拟的时候,需要暂时反馈开路,将误差放大器隔离开,通过补偿网络的调整,使要求得到满足。最快的方法是如图4中所示,由L2和C7 组成的LC网络插入进电路中,达到隔离反馈的目的。电感元件能够维持直流误差的大小,从而使输出维持在所需要的值上,同时将AC误差隔离阻断。电容元件能 够产生一个AC信号,从而允许正常的AC扫描。在正常的交流扫描时,使L2=1kH,C7=1kF;而当进行瞬态分析的时候,则 L2=1nH,C7=1pF;以上这种办法能够保证自动直流占空比调整,保证当占空比改变的时候,能够快速调整输出参数,而不会对其它信号产生影响。

结论

  按照前面的讨论,如果将SMPS置于非连续模式,对于涉及补偿网络是相对容易的,而且将电路置于非连续模式能够保证稳定和可靠的电路工作状态。 那么如何保证电路在DCM状态,而且与输出无关呢?有两种办法:一是计算LP;二是通过频率的不断调整使电路维持在DCM状态。按照上述方法设计的临界状 态控制器能够保证电源电路当初级电路降为零的时候立刻开启,在这种情况下,就不用考虑不同负载情况下的不同设计方法了,只需要保证所设计的控制器能一直控 制SMPS在DCM模式下工作即可,而且在很宽的负载范围内都能够稳定可靠工作。

  另外在设计调整器的时候,还需要考虑特殊情况,例如空载。在这种情况下,按原先设定的控制方案,电路开关频率将被调制的非常高,导致了不必要的 开关损耗以及电磁兼容等问题,而且电源在系统工作时,空载情况会非常多见,所以需要在电路设计中解决这一问题,在电路中加了频率钳制器,使频率可调范围的 上限在合理范围内。

  带有功能的能够实现400W的AC/DC适配器的调节。其中,漏电部分的控制通过R5和C5(见图5)进行控制,同时还可以对上升电压进行平滑作用,减小了辐射噪声的产生,原来的电路设计中,总是用可控硅和齐纳管来替代,它们对噪声的控制是没有作用的。

参考文献:

[1]  R. D. MIDDLEBROOK and S. CUK, A general Unified Approach to Modeling Switching Converter Power Stages , IEEE PESC, Vol.21, No.1, 18-34, 1976. Record, pp 18-34 Vol.35, No.8, 830-839, 2005.
[2]  姜岩峰,谢孟贤。微纳电子器件,北京:化学工业出版社,2005
[3]   R. KELLER, Closed Loop Testing and Computer Analysis Aid Design Of Control Systems , Electronic Design, Vol. 22, No.12, 132-138, 1978.
[4]  V. VORPERIAN, Simplified Analysis of PWM Converters Using The Model of The PWM Switch, Parts I (CCM) and II(DCM) , Transactions on Aerospace and Electronics Systems, Vol. 26, No.3, 21-48, 1990.
[5]   S. SANDLER, SMPS Simulations with SPICE3 , McGraw, 1990
[6]  Sam BEN-YAAKOV, Average Simulation of PWM Converters by Direct Implementation of Behavioral Relationships, IEEE  Applied Power Electronics Conference (APEC’93), pp 510-516

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