一种新型的CMOS电流反馈运算放大器
发布时间：2010-7-24 21:06
发布者：lavida
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电流反馈运算放大器在高速高频电子领域有广泛的应用，但目前市场上流行的基于互补双极性结构的电流反馈运算放大器的电源电压和功耗都较高。文章主要在文献基础上设计了一种新型的CMOS电流反馈运算放大器，使用0.5μmCMOS工艺参数(阈值电压为0.7V)，模拟结果获得了与增益无关的带宽、极大的转换速率。电路参数为：81db的开环增益、87度的相位裕度、123db共模抑制比，以及在1.5V电源电压下产生了约6.2mW的功耗。 近年来，人们越来越关注低电压状态下的集成电路，这主要是因为便携式电子产品需要尽可能低的功耗，以延长电池供电的时间，而放大器作为集成电路的一种重要的组成部分是国内外研究的热点。文献描述了低电压状态下电压模式放大器的设计，但有一个明显的缺点就是随着被处理信号的频率越来越高，电压模式电路的固有缺点开始阻碍它在高频高速环境中的应用。主要由于闭环增益和闭环带宽的乘积是常数，当带宽向高频区扩展时增益按比例下，而且在大信号下它的输出电压转换速率也很低。 为克服这些缺点，本文设计了低压状态下的电流反馈运算放大器。电流反馈运算放大器(CFOA)被广泛应用在模拟信号处理中，比如模数转换(ADC)，滤波器以及许多其他通信系统中。电流反馈运算放大器相对于电压反馈运算放大器的一个显著的优点就是有无限制的转换速率和与增益设置无关的带宽。80年代末期，基于互补双极工艺发展起来的电流反馈运算放大器，从根本上改变了传统电压反馈运算放大器的电路结构，得到了极大的发展。但电源电压一般都是5V，功耗也比较大，但这一状况会随着CMOS工艺的成熟而得到解决。尽可能地降低模拟集成电路的电压和功耗是模拟集成电路的发展趋势，已经受到国际上的广泛关注。 电路的描述 图1为本文设计的电流反馈运算放大器，M1、M11与M2、M12组成差分跨阻放大器，M5、M6与M7、M8为两个互补的电流镜，作用是与差分跨阻放大器组成一个电流传输器，将反相输入端V–的信号电流传送到Z端，Z端为电流传输器的高阻抗输出端。同时，Z端还接有电容C3，利用Z端的高阻抗将M11、M12的不平衡电流转变为电压。M9、M10是反相放大器，是基本的增益级。M13、M14起转换电平的功能以及隔离输出级与中间放大级，防止输出级影响中间放大级的放大。M3、M4和R组成输出级电路，R1反馈主要起减小输出电阻的作用。M15、M16、M17、M18对差分跨阻放大器提供1μA的偏置电流，并在电路中用电容C2、C4进行相位补偿。  显然，从反向输入端到Z端，中间线性传输的物理量是电流，而且电流变化的幅值在理论上没有限制，因此，这就是电流反馈运算放大器能获得高速特性的根本原因。 小信号分析 图1输入级是跨阻型差分放大器，它的差模电路半电路等效模型如图2(a)所示，当差模信号v1被输入时，输出电流i1主要由两部分组成：由M11栅源电压改变以及M11源极电压的改变而产生的电流。 i1≈v1×(gm+1/r) (1) 式中：gm代表M11的跨导，R1为M1的源极电阻，r代表M11源极电阻。 因此，全电路的差模跨阻增益为： gTd=i1/v1≈2gm (2) 共模电路半电路等效模型如图2(b)所示，当共模信号v1被输入时，输出电流i主要由两部分组成：由M1漏极电流的改变以及M11源极电阻的改变而产生的电流。  因此： i=-v1(1/R1+1/r) (3) 因此，全电路的共模跨阻增益为： gTC=|i/v1|=2(1/R1+1/r) (4) 由式(2)和式(4)可得到： CMRR=gTd/gTc≈gm/(1/R1+1/r) (5) 电流i通过电流镜传输到Z点，然后通过电容把电流转换为电压，反向器提高增益，反向器的小信号放大倍数为： A1=gm9/(gds10+gds9) (6) 最后通过输出缓冲级输出信号，输出电路使用推挽反向放大器并用电阻反馈来减小输出电阻。结构如图1中M3、M4、R文献[9]所示。可推出小信号放大倍数为： A2=-(gm3+gm4+1/R1)/(gds3+gds4+1/R1) (7) 在PSPICE软件下，使用0.5μmCMOS工艺参数，利用MOS管二级模型参数可得出图1的差模电路的增益与相位曲线如图3所示。  从图3可以看出差模电路开环增益为81db，相位裕度为87d，单位增益带宽为95MHz，显然电路满足稳定性要求。而文献[1"3]中的单位增益带宽分别为1MHz、2.2MHz、5MHz，文献[8]中的电流反馈运算放大器单位增益带宽为20MHz，可看出电路单位增益带宽有极大的提高。 共模电路的幅值曲线如图4所示，由图4可以看出共模电压增益为–42db，由此可以得到CMRR为123db，而文献[6]中电流反馈运算放大器的CMRR为105db，因此电路具有极好的共模抑制比。  闭环特性分析 由图1可以得到CFOA的小信号模型如图5所示，Vy为正向输入端，x1为缓冲器，rx为负向端的电阻，通过输入缓冲级强制Vx跟随Vy，中间级接在输入缓冲器之后，经无源元件Cz、Rz把缓冲器输出电流线性地转换成为电压。反相输入方式下电路图如图6(a)所示，同相输入方式下的电路图如图6(b)所示。   由图6(a)、图6(b)、图5可以得出反向输入的增益为：  正向输入的增益为：  当rx远小于R1、Rz时，以及R2远小于Rz时(即图1电路中V-端电阻尽可能小，增益尽可能大)，式(8)、式(9)可以分别化简为：   由上述分析可以得出闭环系统的带宽与电容以及R2有关而与增益无关。其闭环增益可以由R1来控制，实现增益和带宽的独立调节。 根据上述理论，用本文设计的CMOS电路来验证，因此根据图1、图6(a)的电路用PSPICE分析其反向闭环特性，得到如图7(a)、图7(b)、图7(c)所示的幅频特性曲线。   从图7(a)、图7(b)、图7(c)可以看出固定R2取值，R1分别取100KΩ、10KΩ、1KΩ时，反相闭环增益分别为0db、20db、40db，而带宽约为8MHz，同相闭环增益与此类似，说明电路设计基本合理，体现了电流反馈运算放大器的主要特性：与增益设置无关的带宽。因此，随着增益的提高，而带宽基本保持不变，可以通过调节电容以及R2而使电路向高频区扩展而增益保持不变，电路的这种特性可使电路广泛应用在音视频电路以及有线电视传输中。 大信号分析 CFOA的大信号特性决定其转换速率，在闭环应用时，设图1中输入电压为Vi,Z端引起不平衡电流i，产生输出电压V0，电压放大倍数为A0，则： i=C1(dv0/dt) (12) 由简化模型图5可知：  令A0Vi-V0="V0 则：  dv0/dt由R2Cz乘积决定，与输入级的静态电流无关。将运算放大器接成电压跟随器，并在输入端加一脉冲信号，输出端加入同文献[2]一样的负载电容20pf。可得到如图8所示的输出信号，上升沿代表正转换速率，下降沿代表负转换速率。从图8可看出上升沿和下降沿几乎与输入信号重合，因此转换速率很高，而文献[2]中电压模式运算放大电路转换速率才0.54V/μs，文献[1]中电路的转换速率为1V/μs，从图8可明显看出不是一个数量级的差别。主要因为电压模式运算放大器具有共源差分对输入级，而差分对的限幅作用影响了补偿电容的充放电电流，这就限制了转换速率的提高。本文设计的电流反馈运算放大器，从根本上消除了电压模式运算器对转换速率的限制，转换速率获得了极大的提高。  结束语 本文在文献基础上设计个一种新型的低压低功耗电流反馈运算放大器，它在只需1.5V电源电压情况下，得到仅6.2mw功耗。以及开环增益能达81db，相位裕度大于60°，共模抑制比高达123db等优点。与文献[1"3]相比，图1获得了极大的转换速率以及与增益无关的带宽。如今模拟电路的典型电源电压大约是2.5"3V，但是发展的趋势表明未来将是1.5V，甚至更低。当前，电流反馈运算放大器主要是基于双极性工艺的，由于电源电压一般都是5V，功耗也较大，因此对CMOS型电路的研究是很有必要的，在对电源电压以及功耗要求比较严格的条件下，比如任何携带能源有限的设备、仪器(笔记本电脑、IC卡、手机)等的背景下就显得意义重大。 |
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