EMI/EMC设计讲座（三）传导式EMI的测量技术
发布时间：2010-7-20 14:38
发布者：conniede
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「传导式（conducted）EMI」是指部分的电磁（射频）能量透过外部缆线（cable）、电源线、I/O互连界面，形成「传导波（propagation wave）」被传送出去。本文将说明射频能量经由电源线传送时，所产生的「传导式噪声」对PCB的影响，以及如何测量「传导式EMI」和FCC、CISPR的EMI限制规定。 差模和共模噪声 「传导式EMI」可以分成两类：差模（Differential mode；DM）和共模（Common mode；CM）。差模也称作「对称模式（symmetric mode）」或「正常模式（normal mode）」；而共模也称作「不对称模式（asymmetric mode）」或「接地泄漏模式（ground leakage mode）」。 由EMI产生的噪声也分成两类：差模噪声和共模噪声。简言之，差模噪声是当两条电源供应线路的电流方向互为相反时发生的，如图1(a)所示。而共模噪声是当所有的电源供应线路的电流方向相同时发生的，如图1(b)所示。一般而言，差模讯号通常是我们所要的，因为它能承载有用的数据或讯号；而共模讯号（噪声）是我们不要的副作用或是差模电路的「副产品」，它正是EMC的最大难题。从图一中，可以清楚发现，共模噪声的发生大多数是因为「杂散电容（stray capacitor）」的不当接地所造成的。这也是为何共模也称作「接地泄漏模式」的原因。 在图二中，L是「有作用（Live）」或「相位（Phase）」的意思，N是「中性（Neutral）」的意思，E是「安全接地或接地线（Earth wire）」的意思；EUT是「测试中的设备（Equipment Under Test）」之意思。在E下方，有一个接地符号，它是采用「国际电工委员会（International Electrotechnical Commission；IEC）」所定义的「有保护的接地（Protective Earth）」之符号（在接地线的四周有一个圆形），而且有时会以「PE」来注明。DM噪声源是透过L和N对偶线，来推挽（push and pull）电流Idm。因为有DM噪声源的存在，所以没有电流通过接地线路。噪声的电流方向是根据交流电的周期而变化的。 电源供应电路所提供的基本的交流工作电流，在本质上也是差模的。因为它流进L或N线路，并透过L或N线路离开。不过，在图二中的差模电流并没有包含这个电流。这是因为工作电流虽然是差模的，但它不是噪声。另一方面，对一个电流源（讯号源）而言，若它的基本频率是电源频率（line frequency）的两倍----100或120Hz，它实质上仍是属于「直流的」，而且不是噪声；即使它的谐波频率，超过了标准的传导式EMI之限制范围（150 kHz to 30 MHz）。然而，必须注意的是，工作电流仍然保留有直流偏压的能量，此偏压是提供给滤波抗流线圈（filter choke）使用，因此这会严重影响EMI滤波器的效能。这时，当使用外部的电流探针来量测数据时，很可能因此造成测量误差。  图一：差模和共模噪声  图二：差模和共模噪声电路 CM噪声源有接地，而且L和N线路具有相同的阻抗Z。因此，它驱动相同大小的电路通过L和N线路。不过，这是假设两者的阻抗大小相等。可以清楚地观察出，假使双方的阻抗不均衡（unbalanced），「不对称的」共模电流将分布在L和N线路上。这似乎是「用词不当」或与原定义不符，因为CM本来又称作「不对称模式」。为了避免混淆，此时的模式应该称作「非对称（nonsymmetric）模式」，好和「不对称模式」做区分。在大多数的电源供应电路中，在这个模式下所发出的EMI是最多的。 利用不等值的负载或线路阻抗，就能够有效地将CM电流转换成一部分是CM电流，另一部分是DM电流。例如：一个DC-DC转换器（converter）供应电源给一个次系统，此次系统具有不等值（不均衡）的阻抗。而且在DC-DC转换器的输出端存在着尚未被察觉的共模噪声，它变成一个非常真实的（差动）输入电压涟波，并施加给次系统。没有次系统内建的「共模拒斥率（common mode rejection ratio；CMRR）」可以参考，因为此噪声不完全是共模的。到最后，此次系统可能会发生错误。所以，在产生共模电流时，就要马上降低它的大小，这是非常重要的，是第一要务。使阻抗均衡则是第二要务。此外，由于共模和差模的特性，共模电流的频率会比差模的频率大。因此，共模电流会产生很大的射频辐射。而且，会和邻近的组件和电路发生电感性与电容性的耦合。通常，一个5uA的共模电流在一个1m长的导线中，所产生的射频辐射量会超过FCC所规范的B类限定值。FCC的A类规范限制共模电流最多只 能有15uA。此外，最短的交流电源线，依照标准规定是1m，所以电源线的长度不能比1m短。 在一个真实的电源供应电路里，差模噪声是被一个「摆动电流（swinging current）」，或「脉冲电流（pulsating current）」启动的。但是，DM噪声源很像是一个电压源。另一方面，共模噪声是被一个「摆动电压（swinging voltage）」启动的。但CM噪声源的行为却比较像是一个电流源，这使得共模噪声更难被消除。它和所有的电流源一样，需要有一个流动路径存在。因为它的路径包含底盘（chassis），所以外壳可能会变成一个大型的高频天线。 返回路径 对噪声电流而言，真正的返回路径（return path）是什么呢？ 实体的电气路径之间的距离，最好是越大越好。因为如果没有EMI滤波器存在的话，部分的噪声电流将会透过散布于各地的各种寄生性电容返回。其余部分将透过无线的方式返回，这就是辐射；由此产生的电磁场会影响相邻的导体，在这些导体内产生极小的电流。最后，这些极小的返回电流在电源供应输入端的总和会一直维持零值，因此不会违反「Kirchhoff定律」—在一封闭电路中，过一节点的电流量之代数和为零。 利用简单的数学公式，就可以将于L和N线路上所测得的电流，区分为CM电流和DM电流。但是为了避免发生代数计算的错误，必须先对电流的「正方向」做一定义。可以假设若电流由右至左流动，就是正方向，反之则为负方向。此外，必须记住的是：一个电流I若在任一线路中往一个方向流动时，这是等同于I往另一个方向流动的（Kirchhoff定律）。 例如：假设在一条线路（L或N）上，测得一个由右至左流动的电流2μA。并在另一条线路上，测得一个由左至右流动的电流5μA。CM电流和DM电流是多少呢？就CM电路而言，假设它的E连接到一个大型的金属接地平面，因此无法测量出流过E的电流值（如果可以测得，那将是简单的Icm）。这和一般离线的（off-line）电源供应器具有3条（有接地线）或2条（没有接地线）电线不同，不过，在后续的例子中，我们将会发现对那些接地不明的设备而言，其实它们具有一些泄漏（返回）路径。 以图一为例，假设第一次测量的线路是L（若选择N为首次测量的线路，底下所计算出来的结果也是一样的）。由此可以导出： IL = Icm/2 + Idm= 2μA IN = Icm/2 - Idm= -5μA 求解上面的联立方程式，可以得出： Icm = -3μA Idm = 3.5μA 这表示有一个3μA的电流，流过E（这是共模的定义）。而且，有一个3.5μA的电流在L和N线路中来回流动。 再举一个例子：假设测得一个2μA的电流在一条线路中由右至左流动，而且在另一条线路中没有电流存在，此时，CM电流和DM电流为多少？ IL = Icm/2 + Idm= 2μA IN = Icm/2 - Idm= 0μA 对上面的联立方程式求解，可得出： Icm = 2μA Idm = 1μA 这是「非对称模式」的例子。从此结果可以看出，「非对称模式」的一部分可以视为「不对称（CM）模式」，而它的另一部分可视为「对称（DM）模式」。 传导式EMI的测量 为了要测量EMI，我们必须使用一个「阻抗稳定网络（Impedance Stabilization Network；ISN）」。和ISN类似的LISN已被应用到离线的电源供应电路中，其全名是「线路阻抗稳定网络（Line Impedance Stabilization Network；LISN）」或「仿真的主要网络（Artificial Mains Network；AMN）」。如图三所示，那是一个简易的电路图。若产品想要通过「国际射频干扰特别委员会（International Special Committee on Radio Interference；CISPR）」所制定的「CISPR 22限制（limits）」规定，就必须采用符合CISPR 16规范所定义的LISN；CISPR 16是CISPR 22所参考的标准。  图三：一个CISPR LISN的简易电路图 使用LISN的目的是多重的。它是一个「干净的」交流电源，将电能供应给电源供应器。接收机或频谱分析仪可以利用它来读出测量值。它提供一个稳定的均衡阻抗，即使噪声是来自于电源供应器。最重要的是，它允许测量工作可以在任何地点重复进行。对噪声源而言，LISN就是它的负载。 假设在此LISN电路中，L和C的值是这样决定的： 电感L小到不会降低交流的电源电流（50/60Hz）；但在期望的频率范围内（150 kHz to 30MHz），它大到可以被视为「开路（open）」。电容C小到可以阻隔交流的电源电压；但在期望的频率范围内，它大到变成「短路（short）」。 上面的叙述（几乎）是为真的。在图三中，主要的简化部分是，缆线或接收机的输入阻抗已经被包含进去了。将一条典型的同轴缆线连接到一台测量仪器（分析仪或接收机或示波器…等）时，对一个高频讯号而言，此缆线的输入阻抗是50奥姆（因为传输线效应）。所以，当接收机正在测量这个讯号时，假设在L和E之间，LISN使用一个「继电/切换（relay/switch）电路」，将实际的50奥姆电阻移往相反的配对线路上，也就是在N和E之间。如此就能使所有的线路在任何时候都能保持均衡，不管是测量VL或VN。 选择50奥姆是为了要仿真高频讯号的输入阻抗，因为高频讯号所使用的主要导线之阻抗值近似于50奥姆。此外，它可以让一般的测量工作，在任何地点、任何时间重复地进行。值得注意的是，电信设备的通讯端口是使用「阻抗稳定网络」，它是使用150奥姆，而不是50奥姆；这是因为一般的「数据线路（data line）」之输入阻抗值近似于150奥姆。  图四：对DM和CM噪 声源而言，LISN所代表的负载阻抗 为了了解VL和VN，请参考图四。共模电压是25Ω乘以流向E的电流值（或者是50Ω乘以Icm/2）。差模电压是100Ω乘以差模电流。因此，LISN提供下列的负载阻抗给噪声源（没有任何的输入滤波器存在）： CM负载阻抗是25Ω，DM负载阻抗是100Ω。 当LISN切换时，可以由下式得出噪声电压值： VL=25ХIcm+50ХIdm 或 VN="25"ХIcm - 50ХIdm 这是否意味着只要在L-E和N-E上做测量，就可以知道CM和DM噪声的相对比例大小？ 其实，许多人常有这样的错误观念：「如果来自于电源供应器的噪声大部分是属于DM的，则VL和VN的大小将会相等。如果噪声是属于CM的，则VL和VN的大小也会相等。但是，如果CM和DM的辐射大小几乎相等时，则VL和VN的测量值将不会相同。」 如果这样的观念正确的话，那就表示即使在一个离线的电源供应器中，L和N线路是对称的，但L和N线路上的辐射量还是不相等的。在某一个特殊的时间点，两线路上的个别噪声大小可能会不相等，但实际上，射频能量是以交流的电源频率，在两条线路之间「跳跃」着，如同工作电流一样。所以，任何侦测器测量此两条线路时，只要测量的时间超过数个电压周期，VL和VN的测量值差异将不会很大的。不过，极小的差异可能会存在，这是因为有各种不同的「不对称性」存在。当然，VL和VN的测量结果必须符合EMI的限制规定。 使用LISN后，就不需要分别测量CM和DM噪声值，它们是利用上述的代数公式求得的。但有时还是需要各别测量CM和DM噪声值，譬如：为了排除故障或诊断错误。幸好有一些聪明的方法可以达到各别测量的目的。我们举两个例子： 有一种装置称作「LISN MATE」，不过，目前已经很少被使用了。它会衰减DM噪声约50dB，但不会大幅衰减CM噪声（约仅衰减4dB）。它的电路如图五所示。 图六是一种以变压器为基础的装置，它是利用共模电压无法使变压器工作的原理；因为本质上需要差动的一次测电压，才能使变压器线圈内的磁通量「摆动（swing）」。它不像LISN MATE，此时CM和DM噪声是一起输出。 不过，上述的两种方法都需要修改LISN电路。因为一般的LISN只提供VL或VN，无法同时提供这两者。最好是购买CM和DM噪声有分离输出的LISN。此外，也应该要有总和检视的功能，以确定是否有遵守技术规范的限制。  图五：LISN MATE  图六：CM和DM分离器 传导式EMI的限制 对EMI而言，滤波器是做何用途呢？表一列出了FCC和CISPR 22的EMI限制规定。此表中比较特殊的是，除了可用dBμV计量以外，也可以用mV来计量。这对那些讨厌使用对数（logarithm）计算的设计者而言很便利。 在对数的定义里：db=20log10[V1/V2] ，V1/V2是输出入电压的比值。所以，dBμV表示是以IμV为对数的比较基准。下式是mV转换成dBμV的公式： dBμV)=20Хlog[mV/10-6] 譬如：0.25mV可以透过公式，得出：20log10[0.25Х1,000/1] ≌48 dBμV。 而dBμV转换成mV的公式如下： (mV)=(10(dbμV)/20)Х10-3  表一：传导式EMI的限制 必须注意的是，FCC并没有规定平均的限制值，只规定了「准峰值（quasi-peak）」。虽然，FCC有认可CISPR22的限制值。但是，FCC不允许两者混用或并用。设计者必须择一而从。不过，以目前的情况来看，FCC Part 15势必会逐渐和CISPR 22完全一致的。 表二是dBμV与mV的快速转换对查表，我们可以利用上述的公式来转换dBμV、mV；或利用表二查得。  表二：dBμV与mV的对查表 再观察一下表一中的类别B，尤其是150 kHz至450 kHz，和450 kHz至500 kHz的区域。实际上，对CISPR而言，这是一个连续的区域，因为dBμV对log(f)的限制线在150 kHz到500 kHz的区域内是一条直线。在150 kHz至500 kHz之间，CISPR均限曲线（传导式EMI）的任一点之dBμV值可由下式求出： (dBμVAVG)= -19.07Хlog(ƒMHZ)+40.28 为了方便计算和记忆，上式可以改写成： (dBμVAVG)= -20Хlog(ƒMHZ)+40 在这个区域内的「准峰值限制」正好比「平均限制」高10dB。所以，在150 kHz至500 kHz之间，CISPR准峰值限制曲线（传导式EMI的任一点之dBμV值可由下式求出： ） (dBμVQP)= -19.07Хlog(ƒMHZ)+50.28 同样的，上式也可以改写成： (dBμVQP)= -20Хlog(ƒMHZ)+50 CISPR 22类别B在150 kHz至500 kHz之间的限制值，实际上是上述的化约式。 就数学定义而言，AХlog(ƒMHZ)+c是一条直线（如果水平轴具有对数刻度），其斜率为A，当频率（f）为1MHz时，它通过c点。就CISPR 22类别B而言，虽然它的dBμV直线在500 kHz处被截断，但是它的渐近线（asymptote）仍会通过40或50dBμV，这分别是「均限曲线」和「准峰值限制曲线」的c点（亦即，频率为1MHz时的dBμV值）。 例如：当频率为300 kHz时，CISPR 22类别B的EMI限制值是多少呢？利用上述的公式，均限值等于： -19.07Хlog(0.3)+40.28=50.25dBμV 因为准峰值限制比均限值多10 dB，所以它是60.25 dBμV。 比较表一中的准峰值限制，是否意味着当超过450 kHz时，FCC标准会比CISPR 22严格？首先，FCC标准是以美国国内的电源电压为测量基准；而CISPR则是使用更高的电源电压来测量。所以这是「淮橘成枳」的问题，不能相提并论。此外FCC虽然没有定义均限值，但是当CISPR 22的准峰值限制和均限值之差超过6 dB以上时，它放宽了限制（约13 dB）。因此，在实务上，符合CISPR标准的产品也会符合FCC的标准。 有人说：「频率大约在5 MHz以下时，噪声电流倾向于以差模为主；但在5 MHz以上时，噪声电流倾向于以共模为主。」不过这种说法缺乏根据。当频率超过20 MHz时，主要的传导式噪声可能是来自于电感的感应，尤其是来自于输出缆线的辐射。本质上这是共模。但对一个交换式转换器而言，这并不是共模噪声的主要来源。如表一所示，标准的传导式EMI限制之频率测量范围是从150 kHz至30 MHz。为何频率范围不再向上增加呢？这是因为到达30 MHz以后，任何传导式噪声将会被主要的导线大幅地衰减，而且传输距离会变短。但缆线当然还会继续辐射，因此「辐射限制」的范围实际上是从30MHz到1GHz。 结语 来自电源电路的EMI是很难察觉的。因为工程师都习惯将电源供应器想象成一个「干净的」电源，殊不知，越是习以为常的组件，越可能是会发射EMI的「黑盒子」。 |
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