双管正激变换器的工作原理与FOM
发布时间：2015-11-17 14:18
发布者：designapp
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摘要：本文介绍了双管正激变换器的工作原理与FOM，并且论述了双管正激变换器与PFC转换器的对比、FOM和功率耗损。 1 双管正激变换器 双管正激变换器非常受150 W - 750 W ATX电源 / 银盒的欢迎，还与零电压开关 (ZVS) LLC拓扑存在竞争关系。它是一种硬开关拓扑且不在ZVS模式下工作。但正因为如此，它提供了没有体二极管导通的优点。MOSFET的输入电压是功率因数校正 (PFC) 变换器的输出电压，输出功率 ≥ 65 W的任何电源都需要配备该(PFC)变换器。该(PFC)电压的典型值为380 V - 400 V。在关断期间，MOSFET会有来自泄漏感应能量的附加电压尖锋，尽管是经过快速恢复二极管箝位的。 基本工作如下：图1a显示了晶体管Q1和Q2，二者一起打开将能量从变压器一次侧传送到二次侧。在二次侧，正向整流二极管导电，将能量传送到输出滤波器和负载。 当晶体管Q1和Q2关断时，变压器励磁电流流经现在正向偏置的二极管D1和D2并流回电源，如图1b所示。这两个二极管持续导电，直至一次侧的全部励磁能量和储存在漏电感中的能量返回输入电源。因为二极管D1和D2负责箝制电压尖峰于输入电压，所以无需缓冲电路。超出输入电压的任何过冲都需要以合适的电路布局加以管理，以最大限度减小杂散电感。在二次侧，续流二极管如图导电，将输出感应器能量传送给负载。 在一次侧的关断周期内，当其ON时间短于OFF时间(工作周期小于50%)时实现的变压器复位。换言之，一次绕组本身充当复位绕组。OFF时间长于ON时间一定会复位变压器。   2 双管正激变换器与PFC转换器的对比、FOM和功率损耗 图2比较了双管正激变换器与PFC前端转换器在400 W中的功率损耗。双开关正向转换器中的MOSFET携带一半电流，并以两倍频率(通常为125 kHz对65 kHz )进行切换。由于这一频率加倍，开关损耗成为整体品质因数 (FOM) 和功率损耗测量中的一个更主要因素。  为进一步加以说明，不妨考虑一个最大功率损耗为8 W的TO-220 / TO-220F器件。假设这是对PFC应用的最优选择。最优是意思是导通损耗为额定功率下总损耗的40 % - 50 %。这也会是双开关转换器的最优解吗?答案当然不是。在双开关拓扑中，Coss / Qoss和Qsw对总损耗的贡献约为87%，其余为导通损耗。导电损耗与开关损耗之间这种不均衡对效率和成本非常不利。导通损耗小于单开关PFC转换器情况的原因是，所使用的每个MOSFET具有单开关PFC电路的一半电流，同时以两倍频率进行切换。  任何开关电路都有两种开关损耗。第一种由于接通和关断期间发生的Vds x Ids交接而产生的损耗。这些损耗用所谓“Qsw”来衡量，它是Qgd和Qgs的组合，代表MOSFET的有效开关电荷。开关损耗是负载和开关频率的函数。 第二种开关损耗与MOSFET输出电容Coss的充放电有关。在ATX电源中，流行的双开关正向转换器紧跟具有约400 V输入电压。因此，输出电容Cos开关损耗是总损耗的一大部分。器件的Coss / Qoss是一个非常重要的损耗，特别是在轻负载情况下开关损耗超过导电损耗。该损耗基本与负载和Qsw无关，在选择合适MOSFET时需要连同Qsw一起予以考虑。与特定应用有关的基于损耗贡献的FOM为： 导电损耗 (Rds(on)) + 开关损耗 (Qswitch) + 输出损耗 (Qoss)。  高压MOSFET的Coss随着所施加的VDS的不同而有相当大的差异。该差异对高压超结功率MOSFET(图3a)比对平面式(图3b)显著更大。为说明输出电容器的非线性，可用Poss = ? Co(er) x V2 x Fsw作为近似的损耗公式。(Co(er)是等效电容，它和Coss具有相同的损耗，而通常Coss包含于规格书中)。需要指出的是，与输出电容相关的损耗(在任何高压拓扑中都是总损耗公式的一个重要组成部分)在行业标准FOM= RDS(on) (typ) * Qg (typ) 中并未得到考虑。但它们对本分析中使用的与特定应用相关的FOM(用于器件选型)是必不可少的。  在牢记这个要求的情况下，我们提出了一个元件列表，其中元件将在典型工作条件下实现双管正激变换器的最高效率，以确保实现最高效的设计。每个MOSFET都有小于总转换器损耗的0.5%的目标损耗。因此对于400 W ATX电源，损耗不会超过每个器件2 W。表1说明了此类电源的假设工作条件。 由于提供许多封装选项，所以表2列出了采用不同封装的产品的推荐最大功率额定值。 |
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