多相PWM控制DC/DC变换器

　　

近年来，随着一些高性能CPU的出现，如Pentium 4、Athlon等，需要输出电压更小，更大电流的DC/DC变换器，对热性能、EMI及负载瞬变应答(Load Transient)的要求也不断提高。传统的单相DC/DC变换器日益显示出局限性。多相DC/DC变换器以其独特的性能，为高性能CPU电源的解决方案开辟的一条新路。

　　

我们以2相PWM控制为例，介绍什么是多相PWM控制（图1）。相对于普通的单相PWM控制，多相PWM控制DC/DC变换器多增加了1个或多个变换器，而且每个变换器的相位相对有一定的间隔。如2相PWM控制的2个变换器ON/OFF相对间隔为180°（图2），3相PWM控制的3个变换器ON/OFF相对间隔为120°，依此类推。各个变换器交叉依次开或闭。

图1 2相PWM控制DC/DC变换器示意图

与传统的单相DC/DC变换器相比，多相PWM控制DC/DC变换器具有以下的几个优点：

　　

（1） 多相PWM控制器将功率平均分配到各个变换通道中，避免开关管、整流管、输出电感等器件过于疲劳，发热过于集中。

　　

（2） 由于各个变换通道交叉开闭，电流相互叠加，大大减少了输入、输出电流纹波，减小了电磁干扰EMI。电流纹波的减少，使传统的昂贵的、不易安装的电解电容器可以采用小型的贴片陶瓷电容来代替。参看图2中输出电流纹波的示意图，2个通道的IL纹波电流相互叠加，结果使输出电容上承受的纹波电流减小。

图2:相PWM的控制脉冲及输出电流纹波

（3） 滤波电容、FET的On Loss、铜箔损耗与输入电流有效值Iin(rms)2成正比，多相PWM控制使输入电流有效值减小（见图3），可以证明Iin(rms)-2＜Iin(rms)-1，提高了效率。另外，这种电流平均分配于各通道中的结构，使大电流输出时效率曲线不下降，更适合于大电流输出（见图4）。

图3：单相PWM与2相PWM的输入电流对比

图4：单相PWM与2相PWM的效率曲线对比

　　

（4） 由于各相中承担的电流变小， 可以采用更为小型的输出电感， 因为电感有着阻碍电流变化的特性，输出电感的小型化使负载瞬变应答特性大大提高。而且从2次侧看来，开关频率相当于n×fsw（n为相数、fsw为每一相的开关频率)，这也有助于高速负载瞬变应答。

　　

我们已经在图1中给出了利用现成IC构筑一个多相PWM控制DC/DC变换器的示意图。IC的FB端子检测输出电压，它与一个电压基准成为IC内部误差放大器的输入，并与PWM比较器，驱动器DRIVER，MOSFET组成一个稳压控制闭环电路。我们可以通过改变IC的VID0～VID4端子的二进制编码(00000～11111)，来改变电压基准，从而改变输出电压。利用INTERSIL公司的2相控制IC HIP6302，电压的输出范围为1.100～1.850V。

　　

另外保证多相PWM控制DC/DC变换器的各个变换通道的输出电流均衡，是能否实现其独特优点的关键。OFF期间继流电流通过同步整流管FET，产生一个电压降为Rds(on)×IL，IC的ISEN1端检测出的电流值为Rds(on)×IL1/Rsen，ISEN2端检测出的电流为Rds(on)×IL2/Rsen。IC的内部电路将两者进行平均，并与其各自进行比较，假设通道一的电流在某一时刻比通道二的大，比较的差值信号通过一个比较器，使通道一的脉冲宽度变小，反之使之变大。形成一个闭环控制，达到各个变换通道的输出电流均衡的效果。

　　

根据上面所述我们在选用同步整流FET时，应当选用完全相同的Q12，Q22，以保证其Rds(on)相同，若某一方的Rds(on)偏大，这个通道通过的电流将会较小，导致输出电流失衡。

下面再来研究一下如何利用一个普通的PWM控制IC， 产生交叉ON/OFF的2相PWM控制脉冲。所需器件有一个JK触发器， 2个与非门，2个反向驱动器。接线图见图6。设控制IC的输出脉冲频率为fsw，将可以产生2个频率为fsw/2， 相位相对间隔180°的2相PWM驱动信号。各处的脉冲波形见图5。这是产生2相PWM控制信号的基本方法之一。

图5：产生2相PWM控制脉冲

图6：利用JK触发器产生2相PWM控制脉冲

　　

随着电源输出电压变小，输出电流容量增大，以及对其小型化、高功率密度、低EMI、快速负载瞬变应答等要求的不断提高，电源设计者们不断地思考更加合适的电路解决方案，多相PWM控制就是其中之一。相应的各种控制IC也得到了开发和应用，除了上述的INTERSIL公司的HIP6302之外，LINEAR公司的LTC1628，ANALOG DEVICE公司的ADP3160也提供2相PWM控制。此外National Semiconductor公司的LM2639等可提供4相PWM控制。