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博客

【转载】一种新型带充电泵单级PFC电路的AC/DC 变换器

已有 1907 次阅读2010-3-13 18:05 | 关键词:

一种新型带充电泵单级PFC电路的AC/DC 变换器
作者:刘学超,张波,余建生    时间:2006-10-03    来源: 
 
       摘要:提出一种新型带充电泵单级PFC 电路的AC/DC 变换器。文章阐述了利用充电泵电路实现高功率因数校正的理论,分析了该变换器的工作原理,同时讨论了主要参数设计思路。最后给出28V/6A 实验样机测试结果,表明该变换器能实现高功率因数校正,电路简单实用,同时兼有低待机损耗和钳位电路功能,能广泛应用于数字视频电源中。

关键词:充电泵;功率因数校正;AC/DC变换器

引言

随着数字视频产品的不断发展,对其供电电源的要求愈来愈高,特别是对输入谐波抑制和抗干扰能力。为了满足IEC61000-3-2 国际标准,引入功率因数校正(PFC)电路成为电源设计者的当务之急。针对此标准要求,学者们先后提出了无源PFC与有源PFC两种功率因数校正方案。目前PFC电路广泛采用前级升压PFC 变换器加上后级主功率变换器的双级有源变换方案。由于受视频产品电源工作效率和性价比的限制,双级有源PFC电路由于成本高,元件数量多,对负载变化响应速度慢,整机效率相对较低,其应用受到一定限制。

为了克服这些缺陷,近年来,对于输出功率小于250W 的变换器,单级无源PFC 成为较热门的设计方案之一,主要方法是将无源功率因数校正与主功率反激变换器集成在一级变换中。它具有在实现输出电压快速调节的同时,不用增加功率开关器件数和控制电路就能提高功率因数的特点。但是以往的单级PFC 变换器可靠性不高,变压器设计较为复杂,很难满足视频供电电源的高可靠性,低成本的要求。所以需要提出更新颖的拓扑结构,简化设计,同时保证较高功率因数校正。本文尝试提出一种基于充电泵PFC 的新型AC/DC 反激式变换器,它在较低成本的前提下满足IEC61000-3-2 Class D的要求,从而能广泛应用于数字视频产品电源设计中。给出它的原理分析并提出主要参数设计思路,实验设计了一台28V/6A 变换器样机,结果表明,功率因数大于0.96,满载工作效率大于86%,待机损耗小于1W。电路拓扑简单可靠,适用于负载变化较大的数字视频供电电源中。

工作原理

如图1 所示,Vin 和iin 分别为不含PFC 的输入电压和电流波形,因为当输入正弦电压高于整流输出滤波电容上电压时,整流二极管才会导通,所以输入电流只有在正负一小段时间内导通,这样导致电流波形畸变,产生很大谐波。为了提高输出功率因数,减小谐波,改善输入电流波形,可以引入充电泵作为无源PFC 的概念,它的作用是使输入电流波形从低电压端流向高压端,展宽输入电流波形,经过一定的设计,使之跟随输入电压波形的变化 图1中iin为加入充电泵后的输入电流波形。


图1 输入电压电流波形图


图2 简单充电泵电路

图2 是一个简单的充电泵电路图。假设输入电压V1小于输出电压V2;二极管VD1和VD2以及电容C 组成一个充电泵电路。通过高频率方波脉冲V3(频率为f3)来控制充电泵,假如方波峰值电压V3 大于(V2-V1),充电泵就能使电流由低电压V1流向高电压V2。工作机理如下:

(1)当V3 为低电平时,电压V1 通过VD1 对电容C 充电,电荷,假设电容C 足够小,电容很快就被充到V1。

(2)当V3 为高电平时,电容C 通过VD2 放电,此时
根据电荷守恒原理那么输入电流I1 为


如果方波脉冲V3 的占空比为1/2,那么

如果V2=V3,同时输入电压V1 为工频交流电通过整流桥的电压Vin,因此从式(2)可知,输入电流I1 可以跟随输入电压 Vin 的变化,从而实现功率因数校正,并使电流可以由低压端流向高压端。

图3 是所提出的带充电泵PFC 电路的AC/DC变换器电路图,其拓扑结合了上述的充电泵电路和单端反励式变换器,采用支持低损耗及功率因数校正的电源管理IC TDA16846。输入整流桥、电感L、充电泵电容C 以及二极管VD 组成了一个充电泵电路,此充电泵电路不仅具有PFC 功能而且兼有缓冲网络的功能,钳位开关管关断电压尖峰。图4 是它的一个开关周期工作波形。由于开关管开关频率远大于输入工频频率,所以在分析开关周期工作原理时,可以认为输入电压in V 近似保持恒定。下面分析该变换器的稳态工作原理。

图3 带充电泵PFC 电路的AC/DC 变换器

工作模态1 [t1~t2]
在t1时刻开关管VT 受TDA16846 的控制而导通,开关管漏源极电压Vds由最大值 Vdsmax跳降到零, 同时通过电容C, 使电压Vm由VP 跳变到-(Vdsmax-Vp)。在此开关模态期间,电感L、电容C组成基本串联谐振电路,对电容C 进行充电。初始条件为iL(0) =0 ,VC(0)=Vp-Vdsmax所以


图4 开关周期工作波形


式中


由于变压器一次电感的存在,变压器一次电流iP 将线性增加,向变压器传送磁场能量。因为电压Vm 低于大电容Cp 两端电压VP,二极管VD 截止。通过开关管的电流i 包括谐振电流iL加上变压器一次电流iP,VT 最大额定电流imax可以近似为


式中LP——变压器一次电感量
Tonmax ——开关管最大导通时间

工作模态2 [t2~t3]
在t 2时刻,开关管VT 开始被关断,由于开关管寄生电容的存在,开关管两端电压将会线性上升到Vdsmax,同时电压Vm 也线性上升到VP,电容C放电。
Vm=Vds+Vc(5)

在t3时刻Vm 等于VP,二极管VD 开始导通,电感电流L i 开始改为向电容CP 放电,这使电感L中的磁场能量转移到电容CP 中。利用这个原理,就使输入电流从较低值的输入电压Vin 流向电容CP 上较高的VP 值,实现充电泵功能,将输入电流波形展宽,提高输入功率因数。

工作模态3 [t3~t4]
到达t3 时,开关管VT 被截止,额定电压保持在Vdsmax ,电容C 两端电压为 -(Vdsmax-Vp)。在此期间,变压器两端电压翻转,二次侧二极管VDS 开始导通,变压器开始向二次侧释放能量,形成反激电路。在此释放磁能阶段,一次电流iP 很快下降到零,电感电流iL则逐步向CP 放电而下降。在t4时刻,开关管重新被开通,变换器进入下一开关周期。

参数设计

该变换器的主变压器设计可以按照反励变压器设计。因为存在反向恢复效应,输入整流二极管和二极管VD 需要选择快速恢复二极管,从而减小二极管反向恢复造成的开关损耗。以下将重点讨论输入电感L 和充电泵电容C 的设计。

输入电感L
由变换器工作原理讨论可知,流过输入电感L的电流工作于DCM 模式,根据DCM 升压型PFC电感的计算公式可知

式中 Vinmax ——输入电压峰值
VP——充电泵输出电压,取为400V
fS——开关频率,在20~50kHz 范围内变化,满载时约为50kHz

所以



选择PC40 ER28 作为电感的磁心, 其中

Ae=85.4mm2,Bm=0.25T所以电感线圈匝数N


在开关周期中,电感气隙lg 可以根据下式求得


充电泵电容C
充电泵C 的设计涉及两方面问题,一方面电容值的提高有利于提高功率因数;另一方面,根据公式(4),过高的电容值将会增加流过开关管的额定电流,所以需要综合考虑。为了满足工作模态1 的谐振条件要求,在满载条件下,电容C 和电感L 谐振参数必须满足下面的条件


其中Tonmax取为6μs,所以充电泵电容必须在4nF≤C≤15nF 范围内,这里取C=10nF。

实验结果及分析

为了验证新型带充电泵PFC 电路的AC/DC 变换器工作原理,在实验室完成了一台28V/6A 的实验样机,主要指标为:输入电压Vin= (220 ±20)V ,充电泵电路升压输出电压Vp=(400 ±30)V ,输出电压Vo=(28 ±2.8)V ,输出电流为6A,以下为实验主要参数:

控制IC:TDA16846
开关管VT:SPP11N60C3
电感L:0.74mH
充电泵电容C:10nF/1000V
变压器Tr:PC40 ER40
变压器一次电感Lp:350μH
储能电容Cp:330μF/450V
输出电容Cf:4700μF/50V
二极管VD:MUR860

由图5 可见,电容两端电压波形包络线跟随输入电压变化,促使充电泵电路具有升压型PFC 功能。图6 可知,电压Vm 和Vds 波形与前述工作理论分析是一致的,共有三个工作模态。同时,由于充电泵电容C 的存在,由变压器漏感引起的开关管关断尖峰很小,所以该充电泵PFC 兼有箝位电路功能,不再需要RCD 钳位电路。

图5 充电泵电容电压VC 和输入电压in V 波形

图7 为输入电压电流在满载条件下的测试波形;图8 为各次谐波电流含量图。实测结果表明,功率因数PF 为0.9688,THD 为23.2%,整机最大效率为87%。同时,因为TDA16846 具有变频功能,在轻载时开关频率降为20kHz,这样有利提高变换器的待机损耗,实测待机损耗小于1W,这也是该变换器的另一个优点。

图6 电压Vm 和开关管漏源极电压Vds

图7 输入电压和电流波形

图8 各次谐波电流含量图

结论

本文将充电泵电路和反励变换器有效地结合在一起,得到一种新型AC/DC 变换器,它具有较高功率因数校正,成本较低,效率高,同时兼有箝位电路功能的特点。170W 样机实验证明,该电路可靠性高,适用于负载变化较大的中小功率数字视频供电电源中。
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